关于PWM话题，很多电源工程师工作中会遇到不同的问题。其实找到问题的根源，才能对症下药。下面给大家分享几篇不错的文章，供大家学习~
单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC逆变器设计
摘要
提出了一种单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC变换器，分析了其主要工作原理并给出了主要参数设计方法，实验结果证明了该电路确能实现软开关，并且具有输出滤波参数小，电压波形质量高的优点。
引言
目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重EMI，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术，但这些方法还不能真正走向实用。
用谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题，文献介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。本文设计出了一种适用单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器电路。
单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路
1 主电路结构
图1 主电路结构
图2 主电路主要工作波形
图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1、C2、C3、C4、Cr1、Cr2、CE1、CE2电感Lr1、Lr2，其中电容C1=C2=C3=C4、Cr1=Cr2、电感Lr1=Lr2、大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关(ZVS)创造了条件。
2 软开关的实现原理
单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路输出电压，在正半周只有正脉冲电压，在负半周只有负脉冲电压。当S1及S4同时开通时主电路输出正电压脉冲；当S2及S3同时开通时主电路输出负电压脉冲。本文以输出电压的正半周的一个开关周期为例进行说明。
以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流io连续……
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工程师：详解三相PWM逆变电源的主电路设计
随着电力电子技术的发展， 逆变器的应用已深入到各个领域， 一般均要求逆变器具有高质量的输出波形。逆变器输出波形质量主要包括两个方面， 即稳态精度和动态性能。因此， 研究既具有结构和控制简单， 又具有优良动、静态性能的逆变器控制方案， 一直是电力电子领域研究的热点问题。
随着国民经济的高速发展和国内外能源供应的紧张， 电能的开发和利用显得更为重要。目前， 国内外都在大力开发新能源， 如太阳能发电、风力发电、潮汐发电等。一般情况下， 这些新型发电装置输出不稳定的直流电， 不能直接提供给需要交流电的用户使用。为此， 需要将直流电变换成交流电， 需要时可并入市电电网。这种DC- AC 变换需要逆变技术来完成。因此， 逆变技术在新能源的开发和利用领域有着重要的地位。
脉宽调制逆变技术
1、PWM 的基本原理
1. 1 PWM( Pulse Width Modulat ion) 脉宽调制型逆变电路定义： 是靠改变脉冲宽度来控制输出电压， 通过改变调制周期来控制其输出频率的电路。
1. 2 脉宽调制的分类：
以调制脉冲的极性分，可分为单极性调制和双极性调制两种；
以载频信号与参考信号频率之间的关系分， 可分为同步调制和异步调制两种。
1. 3 ( PWM)逆变电路的特点： 可以得到相当接近正弦波的输出电压和电流， 所以也称为正弦波脉宽调制SPWM( Sinuso idal PWM) .
1. 4 SPWM控制方式： 就是对逆变电路开关器件的通断进行控制， 使输出端得到一系列幅值相等而宽度不等的脉冲， 用这些脉冲来代替正弦波所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小， 也可改变输出频率。
1. 5 PWM 电路的调制控制方式
1. 5.1载波比的定义：在PWM变频电路中，载波频率f c与调制信号频率f r之比称为载波比， 即N= f c/ ff 。
1. 5. 2 PWM逆变电路的控制方式： 根据载波和调制信号波是否同步， 有异步调制和同步调制两种控制方式： 异步调制控制方式，当载波比不是3 的整数倍时， 载波与调制信号波就存在不同步的调制；二、同步调制控制方式，在三相逆变电路中当载波比为3的整数倍时， 载波与调制信号波能同步调制。
主电路的设计
图1 系统框图
本设计采用AC – DC – AC方案。采用SPWM调制方式。图1为系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过不控整流后得到一个直流电压， 再经过全桥逆变电路得到交流输出电压。为保证系统可靠运行， 防止主电路对控制电路的干扰， 采用主、控电路完全隔离的方法， 即驱动信号用光耦隔离， 反馈信号用变压器隔离， 辅助电源用变压器隔离。
1 整流电路的设计
本设计运用的是三相桥式不可控整流电路。在交-直-交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中， 大都采用不可控整流电路经电容滤波后提供直接电源， 供后级的变换器、逆变器等使用。由于电路中的电力电子器件采用整流二极管， 故也称这类电路为二极管整流电路。其电路图如下所示：
图2 三相桥式不可控整流电路
经计算二极管应选择HFA70NH60额定电压600V， 额定电流70A ( 快恢复型)……
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行业人士解析PWM技术应用在逆变器中的几大优点
逆变器的脉宽调制技术PWM是一种参考波为“调制波”，而以N倍于调制波频率的正三角波为“载波”。由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此，它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列用来等效调制波。用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变交流电，这种技术叫做脉宽调制技术。当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按照正弦函数规律变化，这种调制技术通常又称为正弦波脉宽调制技术。
PWM技术从打的方面可以分为三大类，即波形调制PWM技术、优化PWM技术和随机PWM技术。PWm技术可以用于电压型逆变器，也可以用于电流型逆变器，它对于逆变器技术的发展起到了很大的推动作用。
它与多重叠加法比较，有以下一些优点：
1.电路简单，只用一个功率控制级就既可以调节输出电压，又可以调节输出频率。
2.可以使用不可控整流桥，使系统对电网的功率因数与逆变器输出电压值无关。
3.可以同时进行调频、调压，与中间直流环节的元件参数无关，系统的动态响应速度快。
4.可以获得更好的波形改善效果。
由于PWM技术应用于逆变器有以上显著优点，故PWM技术在逆变器中的运用越来越普遍……
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电平光伏并网逆变器共模电压SVPWM的抑制
引言
目前，多电平变流器以其突出的优点在高压大功率变流器中得到了日益广泛的应用，它不仅能减少输出波形的谐波，也易于进行模块化设计。二极管中点箝位式(NPC) 三电平拓扑结构即是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一。然而在三电平变流器的应用中，也出现了一些问题，特别是共模电压问题。变频器共模电压的抑制方法主要有两种：一是外加无源滤波器等，或有源滤波器，这类方法会导致体积和成本显著增加，且不易应用于高压大容量场合；二是通过控制策略从源头减小共模电压，SPWM消除共模电压的调制方法。该方式是通过异相调制来消除开关共模电压，但是存在直流电压利用率低、线性调制区过小的问题。
针对SPWM调制的电压利用率低、不利于运用于各种调制比工况下的缺点，本文从三电平逆变器共模电压形成机理出发，提出了一种基于优化电压空间矢量(SVPWM)方法，可有效抑制三电平逆变器输出共模电压。并通过Matlab/Simulink软件对该方法进行了仿真验证， 结果表明效果良好。
光伏三电平逆变器及其共模电压
本文研究的三电平光伏逆变器系统如图1所示。其输入为光伏阵列的直流电压，逆变器主拓扑为NPC三电平结构。设直流母线电压的幅值为Vdc，用开关状态字 “1”,“0”和“-1”分别表示逆变器每相输出为+Vdc/2、0和-Vdc/2的三种状态，则三相三电平逆变器总共有27种不同的开关状态。根据幅值和相位可以画出三电平逆变器的电压空间矢量图，具体如图2所示。
对于三电平逆变器而言， 必须保证输出电压的基波分量幅值与输出频率成一定的正比关系变化， 其共模电压的计算与它们的触发方式有关。设Ua、Ub、Uc分别为逆变器的三相相电压。
因而，对应三相三电平每一种开关序列的共模电压大小如表1所示。
表1 输出控制字与共模电压的关系
通常的空间矢量调制策略都会使用图2中所记载的19种有效矢量，以达到直流母线电压利用率高，输出谐波小。但是会带来较大的输出共模电压，最高VCM幅值会达到了Vdc/3。图3显示的是母线电压Vdc=600V时，一种普通SVPWM产生的共模电压最大幅度达到了200V, 这样大的共模电压会对系统造成很大的不利影响。
抑制共模电压SVPWM原理
从表1中的27种状态可以看出，对于可控的PWM输出波来讲， 其输出共模电压的幅值在0Vdc～Vdc/2之间变化。欲减小共模电压，应尽量不使3个输出端与同一“+”极性端或“-”极性端连接，避免2个端子一起接到“+”极性端或“-”极性端，而另一个端子接到直流中性点，如使用表中D类的7个状态字， 此时逆变器的输出共模电压为0，但不能只选用D类矢量，因为那样虽能很好的抑制共模干扰，但却因为少的合成矢量会造成参考电压过渡不平滑，使得逆变器输出线线间电压波形变差，因此需要均衡考虑共模差模问题。
本文所研究的SVPWM算法中，就是选择合理输出共模电压较小的矢量来合成参考电压矢量。由表1可见(111,-1-1-1)，(110,101,011, 0-1-1,-10-1,-1-10)八个开关状态造成了很大的共模干扰，因此，本研究就避开这八个开关状态(即图2中方框中的矢量)，这样就能从源头上降低逆变器的共模输出电压。
本文具体采用CDE三类矢量，这样，理论上即可以把逆变器输出共模电压幅值降为Vdc/6。然而可用矢量的减少使得无法采用传统的七段式脉冲触发序列，因此，本策略采用五段式脉冲触发序列。
基于以上分析，可依据下列步骤实现SVPWM算法：
① 确定当前矢量的幅值和角度；
② 判断参考矢量所处的扇区及区域；
③ 确定构成该矢量的实际开关矢量；
④ 确定开关矢量的作用时间及工作顺序。
本文以图4Ⅰ扇区F区为例，在F区中各矢量持续时间为：
式2中：ta，tb，tc分别表示矢量V1、V8、V7在一个PWM周期内的持续时间；A为输出电压调制比；Ts为开关周期。开关变换次序为 (100，10-1，1-1-1，10-1，100)，考虑共模电压抑制后的输出矢量时序如图5所示。对于该扇区的其它小三角形，按照以上过程，确定矢量作用顺序，计算三角形顶点开关矢量作用时间。同理，可以计算出其他扇区内各三角形顶点开关矢量作用时间。
仿真验证和分析
根据三电平NPC逆变器数学模型和控制策略，验证本文提出的三电平空间矢量调制算法及其共模电压抑制策略的有效性，针对三相电网负载进行了仿真研究，使用的是MATLAB7.0。以Simulink为平台，SimPower System工具箱为辅助。考虑到用最短的时间得到结论，模块中的控制算法用基于解释的S文件实现。
三电平五段法在每个采样周期内有一相开关不动作，比三电平七段法减少了每个采样周期内开关次数，从而减小了开关损耗，提高了效率。由于在一个开关周期内开关次数减少了，逆变输出电压(电流)的THD有所增大，这就对控制器参数和输出滤波器的设计有了更高的要求。
图6为NPC三电平逆变器的总体结构框图，其中Three-level Bridge为NPC逆变器主拓扑，Three-phase V-I Measurement为主测量模块，SVPWM模块负责产生PWM波。
仿真参数和试验波形如下：电网参数：Em=200V，f=50Hz;滤波电感：LS=1.28mH。直流母线电压Vdc=600v。开关频率 fS=10kHz，采样频率fN=10kHz。图7至图10为仿真试验结果波形图。对三相输出的相电压和线电压的频谱进行分析，线电压的THD为 1.25%，经输出电感滤波后得到正弦波幅值为311.4V, THD下降到0.27%，如图8所示。相电压的THD为23.96%，主要表现为3次谐波，与普通SVPWM/控制策略下输出相电压(图9)相比较可知，谐波含量还略有下降。
图10为采用优化SVPWM 算法后的共模电压仿真波形。从图中可以明显看出，该方法可将共模电压完全抑制到直流电压的1/6，为100V……
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工程师分享：SPWM逆变器死区影响的几种补偿方法
引言
死区可以避免因桥臂开关管同时导通的故障，但死区同时也引起反馈二极管的续流，使输出电压基波幅值减小，并产生出与死区时间△t及载波比N成比例的3、5、7…次谐波，这是设置死区带来的缺点。这个缺点对变频调速系统的影响最为显著。特别是在电机低速运行时，调制波角频率ωs减小，使载波比N相对增大，因此，死区△t中二极管续流引起的基波幅值减小，和3、5、7…次谐波的增大更加严重。在这种情况下，为了保证系统的正常运行，就必须对死区中二极管续流的这种不良影响进行补偿。
常用的最基本补偿方法有两种：一种是电流反馈型补偿，另一种是电压反馈型补偿。它们的共同补偿原理就是设法产生一个与二极管续流引起的误差电压波形相似、相位相差180°的补偿电压ucom，来抵消或减弱误差波的影响。所谓误差波，就是由反馈二极管续流而引起的误差电压。三相半桥式SPWM逆变器电路图见图1。
电流反馈型补偿
死区设置方式有两种，即双边对称设置和单边不对称设置。现以双边对称设置方式为例来进行说明，其结果对单边不对称设置方式也同样适用。
带死区的SPWM逆变器在感性负载时，基波幅值的减小与3、5、7…次谐波幅值的增大都与Δtωc=ΔtNωs成正比(ωc为SPWM中三角波电压的角频率)，随着死区时间△t及载波比N的增加，输出电压基波幅值将减小，3、5、7…次谐波幅值将比例增大。当ωs减小N相对增大时，这种影响进一步加剧。为了保证逆变器的正常运行，就必须消除这种不良影响。加入补偿电路就能很好地达到这个目的。采用电流反馈型的补偿电路如图2所示。通过检测逆变器的三相输出电流，并把它变成三相方波电压分别加到各自的调制波us上，例如将检测到的A相电流iA，变成方波电压ui加到A相调制波us上，方波电压ui使逆变器产生一个与电流iA相位相同，与误差波uD1.4波形相似，但与uD1.4相位相反的补偿电压ucom，如图3所示。
补偿电压ucom的相位与电流iA的相位相同，与误差波电压uD1.4的相位相反。由于载波三角波的每个边都是线性的，所以us+ui调制的波形等于us 和ui调制波形的和。us产生的有死区调制波为uAO′，反馈二极管产生的误差波为uD1.4，ui产生的调制波为ucom，所以逆变器的输出电压方程式为……
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电压型PWM逆变控制系统补偿网络的设计与实现
电压型单环回路控制简单，在各个领域应用最为广泛。应用于小功率开关电源时，补偿网络可以简单地用分压反馈与基准放大比较来实现。而在大功率电路中校正的难度很大，精度不足。目前仅满足于反复调试，费时费力。本文就这个问题作一探讨。
1、电压型PWM逆变控制系统结构及原理
逆变控制系统的最终输出可以是直流电压、交流电压、直流电流、交流电流、频率或功率，在输出部分需进行滤波。大多数逆变系统输出是直流电压，也就是说，系统输出和调节的是直流电压量，当然逆变变压器副边还有整流电路。脉宽调制(PWM)型开关稳压电源就是只对输出电压进行采样，实行闭环控制，这种控制方式属电压控制型，是一种单环控制系统。
对于这些系统，其反馈量就是输出电压的一定比例值，用给定电压与反馈电压的误差信号来调节PWM脉冲的宽度，我们通常把这种逆变控制系统称作电压型PWM控制系统。对于大部分电压型PWM逆变控制系统，不论是直流输出还是交流输出，其控制系统的结构框图都可以统一地画成如图1所示的形式。
图1电压型PWM逆变控制系统结构框图
图2电压型PWM逆变控制系统
该逆变系统的开环传递函数G(S)H(S)由下式给出：
其最大缺点是：控制过程中电源电路内的电流值没有参与进去。
众所周知，开关电源的输出电流是要流经电感的，故对于电压信号有90度的相位延迟，然而对于稳压电源来说，应当考虑电流的大小，以适应输出电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的，因此仅采用输出电压采样的方法，其响应速度慢，稳定性差，甚至在大信号变化时，会产生振荡，造成功率管损坏等故障。
2、系统的分析和设计
误差放大器(或调节器)若是比例环节，式(6.12)和(6.13)都是二阶的，即系统是二阶系统。二阶系统是一个有条件的稳定系统。另外，由于输出滤波参数LC一般比较大，频率参数比较低。
所以，系统在中频段是以-40dB/dec的斜率穿过L(ω)=0这条线.在这个系统中，即使采用PI调节器，也只是为了减小稳态误差。所以，零点也很低，中频段仍然以-40dB/dec的斜率穿越零线，如图3所示。
图3电压型PWM逆变控制系统幅频特性曲线
为了使系统满足稳态性能、动态性能和稳定性的要求，就要使在该系统中就要进行校正。显然，在中频段，加一个串联的超前校正环节(有源或无源)如图4，就能使其开环幅频特性的低、中、高频段都能满足要求，如图4所示。
图4校正网络
3、加入补偿网络
分压反馈处，由于电感电压滞后，所以在反馈处将R1两端并联一条电阻和电容的支路，通过电容电压的超前从而使反馈能瞬时反映出输出电压的变化。由于R1,R2的比值很大，通过在R2的两端并联一个电容来感应输出的微弱变化。
其幅频特性曲线如下……
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