1.pwm整流优点

我们知道cosα为功率因数，其中α为（正弦）电压电流相位差。功率因数为1时，代表能量全在负载上，没有在储能元件中。

由四个二极管组成的不可控整流或四个mos管组成的相控整流功率因数低，相当一部分能量在电容电感里面。所以我们采用pwm整流，使输入电流正弦化且与输入电压同相位，可以极大提高功率因数接近1，使能量都用在负载上面。

二极管/相控整流正周期电流波形

pwm整流电流波形

2.pwm整流原理

下图为一个pwm单相全桥整流电路，比起普通的整流电路多了一个输入电感。输入端电感最主要作用是控制输入电流的相位。

整流电路

2.1功率因数（电压电流相位差）控制原理

Uab右侧可以看做一个受控电压源，因此可以将电路转化为简单的相量模型和相量图

整流相量模型/图

假设输入电流是正弦波，上相量图分析可以发现，当相量Uab满足一定条件时相量Ur与相量Us同相位，而相量Ur与相量Is同相位。所以全桥整流电路输入端有电感时，我们可以通过控制相量Uab使输入电压电流UsIs同相位，达到最大功率因数。

不难想象，改变相量Uab来控制功率因数，还可以得到无功功率发生器等各种电路。

2.2输入电流正弦化原理

上面假设输入电流是正弦波型，但是输入电流一般并非正弦波，那么如何将其转化为正弦波呢。

在之前的文章中介绍了双极性和单极性spwm逆变原理，在pwm整流中我们依旧采用类似的控制方法（本文介绍双极性控制，mos损耗略大，但不需要考虑对齐问题）。

双极性控制对角线mos管占空比相同，上下管互补。将主电路拆为13导通和24导通两种占空比最大的极限状态（每种状态都是一种boost升压电路）。规定电流流入主电路方向为参考方向。

可以看到，13管导通时，电感电压（左正右负参考方向）小于零，根据最基本的电感电压微分公式，说明电感电流是在减小的，Us方向相反也同样成立。

13关断，24管导通时，电感电压（左正右负参考方向）大于零，根据最基本的电感电压微分公式，说明电感电流是在增大的，Us方向相反也同样成立。

关断和导通可以视做占空比减小和增大的极限情况。

所以，采用双极性控制整流时，1管占空比增大时输入电流减小，1管占空比减小时电流增大。

若是让输入电流在时间轴上跟踪一个参考正弦电流（输入电流大了增大占空比让输入电流减小），每个周期跟踪数十次及以上，那么就会让输入电流变成近似正弦波。

输入电流（锯齿）追踪参考电流

3.pwm整流控制策略

pwm整流无法开环控制，我们通常采用双环pid控制，包括电压外环和电流内环。

电压外环是稳压环，用以控制整流后的直流电压大小。

电流内环是功率因数最大环。由于mos管体二极管和外加二极管的存在，全桥mos整流电路在不启动mos管时是一个二极管整流桥，其电流波形是尖峰脉冲，所以需要电流内环将输入电流转化为正弦波且与输入电压同相位。

具体控制方法如下

pwm整流双环pid

先由目标输出直流电压与实际输出直流电压进行一次pid，输出结果为一个缩小系数K。

接下来生成目标参考电流。

我们在spwm逆变时讲到过一个概念——双极性spwm等效正弦波，我们不妨倒过来将参考电流等效为spwm波表。易知，双极性spwm等效正弦波中，靠近电感的管子50%占空比对应于正弦波的过零点，100%占空比对应正弦波顶峰值，0%占空比对应底峰值，其余也一一对应。

输入电压若是工频，我们就要生成一个工频参考电流波表。波表的份数k为载波fpwm除以50，波表的幅值不再为单片机自动重装寄存器的值，而是实际电流测量电路极限幅值转化后的ad值。这样我们就得到了一个不知道什么时候启动的参考电流。

为了让输入电压与参考电流没有相位差，我们通过电压互感器、偏置运放、迟滞比较器等得到输入电压方波（方波上升沿对应输入电压增大趋势的过零点）。在单片机读取到上升沿的时候，立即启动波表索引，波表到400份后索引归0，这样就得到了完整的有相位的参考电流。

此参考电流对应极限电流，所以要乘缩小系数K变为目标电流。目标电流再与读取到的实际电流进行pid运算，输出就是ccr比较器的值。

4.注意事项

4.1因为主电路输入端有电感，某些瞬间可以看作boost升压电路，所以输出电压必须大于输入电压幅值。

4.2若使用迟滞比较器读取相位，必须注意屏蔽毛刺误触发上升沿使波表索引归0。

4.3最后输出的占空比是靠近输入电感mos管的占空比。

4.4进行pid运算时注意自己的测量电路硬件更新速度

4.5电流内环pid注意先估算数量级，否则会输出畸变正弦波。

4.6有效值与有效值运算，瞬时值与瞬时值运算。